高频变压器分布参数的实验研究

摘 "要： 高频变压器是开关电源最重要的组成部分，在系统中起着能量传输、电压匹配以及电路隔离的作用。因此在大功率开关电源中高频变压器性能的好坏是整个系统设计的关键。针对高频变压器性能中分布参数对系统带来的不利影响，在传统变压器模型的基础上建立了高频变压器的电路等效模型，通过理论分析高频变压器分布参数的变化规律，得出减小变压器漏感与分布电容的具体措施。最后通过实验证明这些措施对于变压器分布参数起到了较好的抑制作用。

关键词： 开关电源; 高频变压器; 漏感; 分布电容

中图分类号： TN910⁃34; TM832 " " " " " " " " 文献标识码： A " " " " " " " " " " "文章编号： 1004⁃373X（2015）02⁃0141⁃04

Experimental study on distributed parameters of HF transformer

LIU Yi⁃li1， YUAN Bo1， CAO Jiang⁃tian2， ZHAO Hui1， XIAO Shi1

（1. School of Electronics and Information， Xi’an Polytechnic University， Xi’an 710048， China; 2. Unit 93897 of PLA， Xi’an 710077， China）

Abstract：High⁃frequency transformer is the most important part of switching power supply， which plays a role in energy transmission， voltage matching and circuit isolation in the system， so the performance of high⁃frequency transformer in high⁃power switching power supply is a key to design high⁃power switching power supply. A circuit equivalent model of HF transformer is established on the basis of traditional transformer model to eliminate the adverse impact of distributed parameter in high frequency transformer performance on the whole system. By a theoretical analysis on the variation tendency of distribution parameters of HF transformer， the concrete measures to reduce the transformer leakage inductance and distributed capacitance are determined. Experiment results show that these measures have a good inhibitory action for distribution parameters of the HF transformer.

keywords： switching power supply; HF transformer; leakage inductance; distributed capacitor

0 "引 "言

高频变压器有能量传输、电压变换和电路隔离的作用，是开关电源最重要的组成部分。在大功率开关电源设计中，变压器设计是整个设计环节的关键，其性能的好坏不仅影响到输出波形的质量和整机传输效率，还影响到功率开关器件的安全工作。

随着频率的不断增加，在减小了电源体积及增加功率密度的同时，变压器分布参数对环境下这些分布参数容易发生谐振，在谐振于电源电路的不利影响也越来越严重。高频点噪音明显增大，恶化了电源的电磁干扰特性。此外，分布参数还使得变压器的励磁电流发生畸变，系统效率下降，控制变得复杂。因此，在变压器设计时需要采取一定的措施来减小变压器分布参数对电路的不良影响。

本文针对变压器在高频条件下工作的特点，通过对特定绕组结构漏电感与分布电容的理论分析，给出了减小变压器漏感与分布电容的基本措施，并通过实际电路来验证这些措施的有效性。

1 "高频变压器等效电路

理想变压器的磁芯磁导率[μ=∞]，励磁电流为零，同时初级与次级线圈全耦合，绕组线圈电阻为零[1]。然而实际变压器磁芯与线圈都不是理想的，必然存在着寄生参数。

首先磁芯磁导率不可能无穷大，因而运行时需要消耗一定的励磁电流。变压器初级接入电压 ，在线圈上产生磁势[i1N1]，负载电流[i2]在线圈[N2]中也产生磁势[i2N2]，且两个磁动势方向相反，如图1所示。

变压器负载时，次级电流[i2]产生的磁势[i2N2]是去磁磁势，与励磁磁势[i1tN1]方向相反，因此有[i1tN1=][i1N1-i2N2]，其中[i1t]为励磁电流。

其次，原边与副边线圈之间不可能是全耦合，总会有一部分的漏磁通存在，形成漏感。初级漏磁通为[Φ1s]时的初级漏感为[L1s=N1Φ1si1]。同理可知次级漏感为[L2s=N2Φ2si2]，且均与理想变压器串联。还有初级与次级绕组导线的电阻率不为零，有电流流过时会产生绕组损耗，可用串联在理想变压器原边与副边的损耗电阻来等效，而变压器磁芯的磁滞损耗和涡流损耗也可以用并联在理想变压器上的电阻[R]来等效。

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图1 变压器模型

高频与工频时变压器模型的最大区别在于分布电容模型。工频时变压器绕组的等效分布电容一般在皮法级，对变压器的影响可以忽略不计[2]。但工作在高频时，变压器分布电容要大于工频时的分布电容，而且高频时分布电容形成的容纳远小于工频时变压器的容纳，这对电源的正常运行是十分不利的，因此在高频变压器分析中分布电容是不能被忽略的。

综合考虑上述各寄生参数，高频变压器的等效电路如图2所示。虚框中是理想变压器模型，[R1]、[R2]为原边与副边线圈的损耗等效电阻，[R]为铁损等效电阻，[Lm]为励磁电感，[L1s]和[L2s]分别为原副边的漏感，[C1]和[C2]分别为原边和副边的集总等效电容，[C]为绕组间电容。

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图2 高频变压器等效模型

2 "高频变压器分布参数

2.1 "励磁电感

由于实际变压器磁芯的磁导率有限，因此励磁电感[Lm]也是一个有限的值，励磁电感中有励磁电流[i1t]流过，励磁电流的大小可通过变压器空载实验测得。空载时，变压器一次绕组施加电压[u1]，二次侧不接任何负载，忽略绕组损耗等效电阻[R1]，[t]时刻的励磁电流为：

[i1t=0tu1Ldt=u1Lt] （1）

式中：[L]为二次侧开路时测得的一次电感，可认为[L=L1s+Lm]。由于[L1s≪Lm]，因此可近似地认为二次侧开路时测得一次电感就等于励磁电感。

根据变压器的励磁曲线，磁芯未饱和时励磁电感值比较大，励磁电流很小[3]。而当变压器开始饱和时励磁电感[Lm]开始减小，随着磁芯饱和程度的加深，励磁电流急剧增大，会在开关管关断的瞬间产生很大的浪涌电压，损坏开关管。因此在变压器设计时最大磁感应强度[Bmax]与饱和磁感应强度[Bsat]之间应留有足够的裕量。

单端变压器为防止磁芯饱和，必须在磁芯之间加入一定气隙使磁芯中的磁通复位。

2.2 "典型变压器磁芯的漏电感

任何变压器都存在漏感，但高频变压器的漏感对开关电源性能的影响特别严重。由于漏感能量的存在，在开关管关断瞬间会产生很高的反向电动势，容易损坏开关;同时漏感还可能与变压器的分布电容组成振荡回路，向外辐射能量造成电磁干扰。因此分析漏感产生的原因与减少漏电感是高频变压器设计的重要内容之一。

变压器线圈之间的漏电感是由线圈之间的漏磁通产生的，因此若能计算出线圈之间的漏磁通量就能计算出漏感的大小。通过电磁场有限元数值分析的方法可以得出任意结构变压器漏感的大小，但计算过程比较复杂。对于特定磁芯的变压器，可通过两个线圈之间的磁场分布来计算线圈之间的漏磁通，从而确定漏感的大小。

图3是一个典型的单层双绕组E型变压器，初级绕组4匝，绕在骨架内侧;次级绕组2匝，绕在骨架外侧。导线线径均为[d]，绕组间绝缘层厚度为[b]。变压器初级通入电流[I1]时，同时产生交链初级与次级绕组的主磁通[Φ]和只交链初级绕组的一次漏磁通[Φ1s]。加上高磁导率磁芯时，线圈外磁场被磁芯短路，线圈整个磁势[I1N1]主要降落在窗口空气路径上。取初级最内侧为参考零点，根据安培环路定律沿漏感环路积分可得：

[Hx=I1N1dhx=Hmxd] （2）

式中：[I1N1]为初级安匝;[Hm]为全部初级安匝在窗口产生的磁场强度;[h]为窗口高度。由式（2）可得出，在初级线圈所占宽度内，磁场强度随[x]线性增加，且当[x=d]时环路包围了整个初级，磁场强度等于[Hm]。通过两线圈之间绝缘层的环路安匝没有增加，因此磁场强度不变，一直保持到[x=d+b]。当[xgt;d+b]时，磁路包围了次级线圈的一部分。由于次级电流产生的磁动势是去磁磁动势，因此磁场强度为：

[Hx=Hm-N2I2dh（x-（d+b））] （3）

忽略励磁电流时，有[N1I1=N2I2]，则有：

[Hx=Hm-N1I1dh（x-（d+b））=Hmb-xd] "（4）

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图3 单层双线圈绕组漏磁通及磁场分布

磁芯内部的磁场分布如图3所示。初级线圈送入磁场的能量为：

[Wm=2Wd+Wb] " " " "（5）

式中：原边、副边线圈所占空间存储的磁能为[Wd];线圈间隙所占空间存储的磁能为[Wb];分别为：[Wd=0dμ02H2mhav1hdx=μ0hav1（N1I1）22d2h·x33d0 " " =μ0hav1d（N1I1）26h] （6）

[Wb=μ0hav2（N1I1）2b2h] （7）

式中：[hav1]为原副边线圈的平均长度;[hav2]为线圈绝缘层的平均长度;输入漏感的能量应等于磁场的能量：

[We=12LsI21=Wm] " " " "（8）

根据式（6）和式（7），考虑到[N1I1=N2I2]和端部磁通，并用绕组平均长度[hav]代替[hav1]和[hav2]，简化可得初级漏感为：

[Ls=μ0N21havksh（b+2d3）] " "（9）

式中[ks=1-b+2dπh+0.35b+2dπh2]。可以看出，高频变压器的初级漏感与初级绕组匝数的平方成正比[2]，与窗口的高度[h]成反比，同时还随着线圈间隔的增加而增加。因此在绕制高频变压器时减少绕组匝数，选取窗口高度较大的磁芯均可有效减少漏感，同时减少绕组间绝缘胶带的厚度也有利于减小漏感。

2.3 "分布电容

高频变压器的分布电容主要是匝间电容和绕组电容。其中，绕组电容是电网与电子电路之间高频噪声传输的主要通路，而匝间电容会影响系统的谐振频率，恶化电源的电磁干扰特性，增加电源损耗，降低效率，因此有必要对分布电容模型做简单分析。

为简化分析，以单层绕组为依据，并忽略绕组间分布电容来建立匝间电容模型。单层绕组电容分布如图4所示。图中，[CZ]为相邻匝间分布电容，[N]为单层匝数。

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图4 单层绕组电容分布模型

设[C1]为单层绕组两端的集总等效电容，则有[C1=CZN，Ngt;1]。不难看出，单层绕组匝数越多，匝间分布等效电容就越小。然而高频变压器高压侧绕组通常由多层线圈串联而成，因此除过单层绕组的相邻匝间电容外，还存在层间电容。层间电容的大小不仅与单层匝数的多少与层间绝缘距离有关，还与绕组结构密切相关。根据同一绕组相邻两层线圈间连接方式的不同可分为“U”型和“Z”型两种结构，如图5所示。

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图5 相邻绕组两种绕制方法

文献[5]的研究指出，“U”型结构绕制的层间等效电容随匝数的增加电容略有增加，但变化不大;而“Z”型绕法的层间等效电容随匝数增加电容减小，但减小的幅度随匝数的增加而下降。

3 "变压器优化措施

3.1 "减小漏电感的措施

为减少变压器的漏电感，最主要的办法是交错绕制，即将初级线圈分成两段，次级线圈夹在中间，也就是所谓的“三明治”结构，这样可大大增加初、次级线圈之间的耦合度，有效降低漏感。交错绕制的线圈结构与磁场分布如图6所示。

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图6 交错绕制的线圈结构图

若与图3采用相同的磁芯和安匝，交错绕制的线圈其最大磁场强度是普通绕制线圈最大磁场强度的一半，并且初级线圈与次级线圈的耦合面积增大了一倍，最大限度的减少漏磁通的产生，从而大大降低了漏电感。同样的道理，若可将初级与次级都分段并交错绕制，则能更有效的降低漏感。但线圈分段太多，绕制越困难，且充填系数降低，对变压器来说也是不利的，因此应综合考虑绕制工艺复杂度及层间绝缘来选择是否分段分层。

其次，在选择变压器磁芯时，应尽量选择瘦高形磁芯，这类磁芯窗口高度较大，可减少绕组层数与绝缘层数，有利于减少漏电感的产生。

3.2 "减小分布电容的措施

通过前面对分布电容的分析可知，高频变压器分布电容的大小与变压器的结构及绕制工艺密切相关，绕制工艺不同，分布电容就不同。就层间电容而言，在相同线包厚度和绝缘材料情况下，当单层匝数相同时，“Z”型绕组结构层间分布电容要比“U”型结构的绕组小得多。同时绕组层数越多，等效层间电容就越小，但层数越多，层间绝缘空间就越多，变压器漏感就越大，窗口充填系数也会随之降低。

对于绕组间分布电容的抑制，行之有效的办法是在绕组间加静电屏蔽层，并将屏蔽层用短粗线接到变压器地线引脚上，一般屏蔽铜皮长度为0.9或1.2倍的绕组外周长度。需要注意的是，铜皮屏蔽层的始端和末端之间要绝缘，不可将屏蔽层的首尾短路。

4 "高频变压器实验研究

为比较不同绕制方法对对高频变压器性能影响，分别采用普通绕法与“三明治”绕法并结合“U”型和“Z”型结构绕制了两个应用于反激电路的高频变压器作比较。反激变压器容量为20 W，工作频率为132 kHz，磁芯选用PQ20/16，气隙均为0.1 mm。初级绕组电感1.4 mH，共49匝;次级21匝。变压器绕组结构如图7所示。变压器A初级绕组绕在最内侧，并采用“U”型绕组结构，次级绕组在最外侧，辅助绕组绕在初级与次级之间集中绕制。采用TH2828S电桥在100 kHz/1 V条件下测得初级漏感为13.3 μH，原边分布电容为3.1 nF。将其加入反激电路后开关管两端电压波形如图8（a）所示。

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图7 变压器A、B绕组结构图

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图8 反激变换器开关管漏源电压波形

变压器B将初级绕组分成两段，第一段在最内侧，单层绕28匝，第二段在最外侧，单层绕21匝。从磁芯中柱向外的绕组依次是：Np1→Nb→Ns→Np2，辅助绕组Nb与次级绕组Ns的绕制方法与变压器A相同。采用TH2828S电桥在100 kHz/1 V条件下测得初级漏感为6.2 μH，原边分布电容为1.6 nF。将其加入反激电路后开关管两端电压波形如图8（b）所示。

通过实验对比可以看出，在相同原边匝数、相同气隙与磁芯的情况下，通过普通绕制方法得到的变压器漏感要比采用交错绕制变压器漏感大得多，同时直接测量原边绕组的等效电容也要大一些。就漏电感而言，交错绕制分段越彻底，原副边的耦合越好，相应的漏感就越小，但与此同时，随着绕组分层数的增加，分布电容也成倍的增加。高频变压器绕组中的分布电容与漏电感之间的矛盾是不可调和的，因此在设计变压器时不能仅用一个分布参数来做变压器绕制工艺好坏的惟一标准。

5 "结 "语

采用分段绕制的“三明治”绕组结构能有效增加原副边绕组间的耦合，减小漏磁通的产生，从而减小高频变压器的漏电感。采用“Z”型绕组结构的变压器其等效分布电容要明显低于采用“U”型绕组结构变压器，提高了变压器的频率特性。

参考文献

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