大功率短波发射机输出网络的分析

张荣军

(国家新闻出版广电总局五六四台,北京 102434)

大功率短波发射机输出网络的分析

张荣军

(国家新闻出版广电总局五六四台,北京 102434)

大功率短波发射机要求的输出功率大,转换效率高,高次谐波滤除干净,所以对其输出网络的设计有较高的要求,TSW2500型500kw大功率短波发射机是一款设计合理,做工精良的大型发射机,他的输出网络使用3π级联形式,我们用简单的几个L型网络合理拆分化简,便可分析出实际运行原理,为维护好设备做好理论基础。

发射机 短波 大功率 3π网络

瑞士产TSW2500型500kw大功率短波发射机，该机运行稳定，故障率低，转换效率高，性能指标高。尤其它的高末级槽路设计的科学合理，换频快，谐波小，不易打火，利于维护。它是原瑞士ABB和德国德律风根AEG相结合的产物，可以说是相互取长补短，充分利用各自的优势，最终完美组合到了一起。TSW2500型500千瓦短波发射机的射频末级输出网络采用3个π型网络组成，3π网络用于实现谐振、阻抗变换和滤波功能。它把输出阻抗变换为射频末级管所需的等效屏级阻抗，同时谐振于工作频率，滤除谐波。3π网络的电感调谐线结构，分布参数很小，不易产生寄生振荡。

下面，我们就简单介绍一下该回路。首先，回顾一下槽路的基本概念和作用。

图1

图2

1 简述槽路

一般新型发射机广泛使用π型网络，即我们常说的π型匹配网络。下面我简单介绍：我们知道π网络是一种四端网络。它具有滤波度高、变换阻抗范围宽和适合于大功率、低Q值的阻抗匹配等优点。

2 π网络及有关公式计算

初看起来好像并不比找到等效阻抗复杂。但是问题在于有无限种元件的组合都可以使匹配网络具有类似的效果，而且还需考虑其它因素(比如滤波器的结构类型、品质因数和有限的可选元件)。

2.1 串联阻抗转换公式

在讨论匹配网络的阻抗变换特性时，经常要把电抗、电阻串联形式转换为等效的电抗、电阻并联形式；或者将电抗、电阻并联的形式转换为等效的电抗、电阻串联形式。

图1为两个相互等效的串联和并联的电抗、电阻电路，下面我们将找出这个电路参数之间转换的公式。

所谓“等效”就是指在电路的频率等于工作频率ω时，从图AB端看进去的阻抗(或导纳)相等。今令两者的端导纳相等，即

其中

两边移项得

图3

图4

通过上述分析可知，当 Qe取定后，将串联支路转换为并联支路时，并联支路的等效电阻和等效电抗恒大于串联支路的电阻和电抗。反之，将并联支路转换为串联支路时，串联支路的等效电阻和等效电抗恒小于并联支路的电阻和电抗。

同样，当把 RP、 XP相并联的网络转换为串联网络时，可以把高阻值的 RP变换为低阻值 Rs，调整 XP可变阻值降低的倍数。

2.2 L型网络分析

所谓L型网络是指两个异性电抗支路连成“L”型结构的匹配网络，有两种基本形式，相应的常用电路分别如图2所示。图2中， RL为外接负载电阻。

由此可见，实际上它们就是 Qe较低的并联谐振回路和串联谐振回路。由于回路的固有损耗很小，因此，在讨论阻抗变换特性时，为了简化分析，可以忽略回路固有损耗的影响。

L型网络的阻抗变换作用是把外接负载变换成三极管所要求的负载阻抗。其阻抗变换过程是利用串、并联电路互为等效时，用相异的电抗电抗分量互相抵消，使得呈现为纯电阻负载 Re。因此，一定要谐振于工作频率，串臂和并臂的模量要相等。

对于图2所示的电路而言，先将它的 X2( L2)和 RL的串联支路转换为 XP( LP)和 RP的并联支路，如图所示。再令1X+PX=0，将电抗分量抵消，则在管子两端呈现的阻抗便为纯阻，其阻值为 RP，由于 Qe恒为正实数，根据上式可知，这种匹配网络只能适用于 Re＞ RL的匹配情况。

同理，对于图2下半部分所示电路而言，先将其中 X2(C2)和 RL的并联支路转换为 XS( Cs)和 Rs的串联支路，如图所示。再令X1+ XS=0， Rs= Re，则通过类似分析可以求得匹配网络元件值为：

由上式可知，这种匹配网络只能适用于 Rе＜ RL的匹配情况。

L型网络的滤波度以及考虑回路固有损耗后的回路效率，在工程估算中可直接按式计算。

L型网络的优点是结构简单，但是有载品质因数 Qe不能任意选择，当 Rе和 RL确定后， Qe也就确定了，不能再根据滤波度和回路效率等要求予以调整，且这种网络 Qe低，滤波性能差。因此，这种网络只能实现阻抗变换，无法兼顾滤波度和回路效率等要求。

3 π型网络

所谓∏型网络是指三个电抗支路(其中两个支路时同性电抗，另一个支路时异性电抗)接成“π”型结构的匹配网络，如图3所示。它的串臂为感抗，两个并臂为容抗，分析时，将它表示成两个串接得L型网络。首先，由第二个L型网络将 RL变换为假想电阻 Rs，其值为

然后，再将 XS1和 RS转换成并联的电抗和电阻，此电抗和 XP1的电抗相等，并联的电阻 Rе即为功率管所要求的电阻 Rе其值为

上式表明，选择合适的 Qe1或 Qe2，就可以实现给定的阻抗变换，不象L型网络那样受

Rе＜ RL或 Rе＞ RL条件的限制，而且在实现给定的阻抗变换时， Qe1和 Qe2可以取不同的数值组合，说明阻抗转换是任意的，因此性能有改善，克服了L型网络的缺点，适用较广泛。由于 Qe2恒大于1，因此，由式可得不等式

图5

上式是在π型网络中将RL变换为 Rе时 Qe1和 Qe2应满足的条件。如果 Qe1太小，或 Qe1过大，不满足这个条件，那么，要实现给定的阻抗变换时不可能的。因此，将这个条件称为∏网络的可实现条件。

若已知 Rе、 RL和 Qe1，则匹配网络各元件值为

如果 XP1和 Xp2为同性电抗，那么 XS1和 XS2为同性电抗，因此，π型网络串联臂的总电抗为

对于T型匹配网络，也可用类似方法将它分解为两个串接的L型网络，这样，就可求得匹配网络各元件的计算公式。

那么，TSW2500型500千瓦短波发射机的3π网络又是如何工作的呢？下面我们一起用上述方法分析一下，图4实际电路图：

我们将上面图4化简成图5

将一π分成左右两个L型网络，即可以把L251分成两段，左半部为L251a，右半部为L251b，C261a和C261b先和并成一个电容C261，然后再拆分为C261a和C261b，同理L261被拆分为L271aL271b，C271被拆分为C271a和C271b，但首尾的C251，C275没必要拆分，因为他本身比较独立，当然仅仅就孤立的分析当前一段时有效，若此前后再加元件，同样需要拆分折合。

下面先介绍图5的各个关键点的阻抗和Q值，从左端开始190Ω是指电子管的输出阻抗为此值，所以即一π左端第一个L型网络，谐振频率f，各点Q值即Q1，Q2，Q3，和Roe=190Ω，R2=150Ω，R3=750Ω，R4=50Ω。

实际上，TSW2500型500千瓦短波发射机的射频末级输出网络就是采用3个π型网络组成的，所以，我们完全可以用我们所学的无线电知识，将3π网络逐一拆分，依次化简，即把一个看似非常复杂的网络系统，化简为非常熟悉的L型网络加以分析并运算，最终得出正确结果。

[1]张学田,李英华,尤巩圻,刘洪才,何正声,魏瑞发.广播电视技术手册第6分册:发射技术.

[2]刘洪才,中短波广播发射机[M].北京:中国广播电视出版社,1997.

[3]刘长年,吴名森.广播发送技术[M].北京:国家广播电影电视总局,1999.

[4]胡树豪.实用射频技术[M].北京:电子工业出版社,2004.

张荣军,性别:男,出生年1975年,籍贯:北京,学历:大学本科,职务:副总工程师,研究方向:无线电。