零中频DVB/DAB/CMMB调谐器中可编程信道滤波器设计

冯 筱，文光俊，孙慕明

(电子科技大学 RFIC教研室，四川 成都 611731)

责任编辑:任健男

0 引言

近年来，多功能移动娱乐平台概念逐渐兴起，各国陆续推出移动电视标准，主要有欧盟的DAB/DVB－H，韩国的TDMB，以及中国推出的具有自主知识产权的CMMB标准。除了具有多标准的工作模式，手机和其他移动终端还要求低成本，低功耗和小体积，这就需要设计更小几何尺寸和集成度的调谐器。

近年来零中频结构的调谐器成功地解决了这些难题。但零中频结构有许多不可避免的缺点，如直流偏移、I/Q失配、偶次失真等，给模拟基带电路的设计带来了很多挑战［1－4］。例如精确的截止频率、尖锐的过渡带、足够大的阻带衰减以及高线性度和动态范围等。

本文选择7阶切比雪夫Ⅰ型低通滤波器来满足上述频率响应要求。滤波器的截止频率为1.8/2.5/3/3.5/4 MHz可编程。为了补偿因工艺偏差造成的器件常数漂移，采用片上频率自动校准系统来使截止频率保持在所期望的频点上。

1 滤波器结构设计

模拟滤波器的设计需考虑两个因素，一是LCR原型的选择，二是有源电阻电容滤波器(Active－RC Filter)和跨导电容滤波器的选择。级联设计方式较之RLC梯形原型设计方式有着更低的灵敏度，受元件值变化的影响小，且达到相同性能所用的元件更少［5－6］。另外，有源电阻电容滤波器所使用的运放都工作在闭环状态，相对于跨导电容滤波器有着更高的线性度，能够满足移动电视标准对调谐器线性度的严格要求。跨导滤波器更适用于发射机芯片，因为它的高频性能较好。因此，本文采用LCR原型综合的有源电阻电容滤波器结构。

LCR原型综合的滤波器的实现方法大体可以分为两类，一种是有源元器件等效替代，一种是信号流程图形成跳耦电路。它们的电路原型都是无源梯形电路。第一种方法是用有源器件替代梯形电路中的无源器件(电阻、电感和电容)，实现后的有源滤波器不但在函数功能上等同于无源电路，而且在结构形式上也相同。第二种方法是功能的实现，有源电路和无源原型电路相比，结构完全不一样，采用的运算放大器和分立元件较之第一种方法更少，所以本文中的滤波器结构采用信号流程图形成跳耦电路的方法实现。

图1为无源梯形滤波器电路的框图。

图1 无源梯形滤波器电路的框图

其电流电压方程可以化为

依据上述8个方程式建立信号流程图，如图2所示。采用运算放大器和电阻电容元件实现该流程图功能的电路结构如图3所示，为7阶切比雪夫Ⅰ型Leapfrog低通信道选择滤波器的电路图。对于纹波为0.1 dB的七阶切比雪夫低通滤波器，其LCR原型设计参数见表1。其中，QM1，2，3，4为信道带宽与原型参数的乘积，QM2，3，4等于原型参数。根据各级的等效角频率和品质因数，便可得出可编程信道滤波器中各级的电阻电容值。

图2 7阶无源梯形滤波器的信号流程图

图3 采用跳蛙技术的7阶切比雪夫Active－RC滤波器电路结构图(软件截图)

表1 纹波为0.1 dB的七阶切比雪夫低通滤波器原型设计参数

滤波器采用数字方式控制的开关电阻电容阵列实现截止频率可编程以及40 dB的链路增益。

2 运算放大器设计

运算放大器的设计是滤波器设计的关键。运算放大器的噪声、线性度、单位增益带宽和功耗决定滤波器的主要性能。

图4 两级运算放大器电路结构(软件截图)

图4为抑制共模噪声并在较低电源电压的条件下提高线性度，本文采用全差分输入输出的两级运算放大器结构，并通过Miller电容和RHP调零电阻进行稳定性补偿。为降低闪烁噪声并得到Rail输入，选择PMOS差分对作为运放的第一级输入管。第二级采用共源级放大器，在增加运放增益、提高闭环运用线性度的同时，获得轨到轨(Rail to Rail)的输出摆幅。并通过一个额外的差分对来实现对运放的共模反馈。共模反馈电路的设计要求为:1)增益尽量大;2)单位增益带宽不能小于差模增益通路;3)共模反馈电路的相位裕度要大于60°，以保证运放闭环使用时能稳定工作。

下面将着重分析Q值增强效应对滤波器频率特性的影响以及如何对运放作相应的设计来克服此效应。有源RC滤波器的Q值之所以不同于LCR原型，一是因为运算放大器产生的极点会改变滤波器的频率特性，二是不同的LCR原型所需的能量不同，例如，切比雪夫滤波器比巴特沃斯滤波器所需的能量多，所以当增益带宽积增加时，切比雪夫滤波器的Q值会比巴特沃斯增加得更急剧。为了分析LCR原型的带宽和Q值增强效应的影响，对如图5所示的二阶滤波器进行分析。

图5 二阶滤波器电路图(软件截图)

二阶滤波器的Q值可表示为

由式(9)可看出，Q值增强现象和运放的非理想特性是相关的。定义ΔQ为

式中:Qlossy是由非理想运放构成的有损耗积分器的Q值，QI是由理想运放构成的无损耗积分器的Q值，ωI是滤波器的带宽。

由式(10)可知，切比雪夫滤波器所需的GBW是巴特沃斯的2倍。7阶切比雪夫滤波器可划分为3个二阶滤波器和1个一阶滤波器。为使ΔQ小于0.05(约0.42 dB)，3个二阶滤波器的GBW应分别为滤波器截止频率的249，72.2 和 33.9(Q3，2，1=6.2，1.81，0.85) 倍。所以，运放的GBW分别为6.26 Grad/s，1.81 Grad/s和0.85 Grad/s。针对不同的GBW要求来设计不同的运放，可降低基带电路的功耗。

本文采用带共模反馈的全差分两级运算放大器结构，通过Miller电容和RHP调零电阻进行稳定性补偿。仿真表明运放的GBW分别为6.26 Grad/s，1.81 Grad/s和0.85 Grad/s，相位裕度均大于60°，直流增益分别为65 dB，70 dB和71 dB，功耗分别为4.8 mW，2.3 mW和1.5 mW。仿真结果均在负载电容和电阻为1 pF和100 kΩ的情况下得到。

3 仿真结果

本文在TSMC 0.13μm CMOS工艺下对模拟基带电路进行了仿真实验。

滤波器的各项指标性能列于表2。

表2 模拟基带电路的性能指标

图6为滤波器的幅频特性曲线。可以看到，该滤波器的截止频率为1.8/2.5/3/3.5/4 MHz可编程，且具有较低高的带外衰减。在偏离截止频率1.25/4 MHz的频点上的衰减为26/57 dB。在直流分量附近的衰减量约为－127 dB，且等效高通截止频率约为812 Hz，满足消除直流偏移的要求。

图6 滤波器幅频响应(截图)

图7为基带输出直流分量值的仿真结果。可以看出，在全增益模式下，当输入直流偏移10 mV时，输出直流分量约为1.87 mV。

图8为当直流偏移消除电路由开到关的基带电路输出信号瞬态响应。当直流偏移消除电路工作时，输出直流偏移量被消减至非常小，在大约5 ms时直流偏移电路关断，输出信号的直流分量和输入信号一致。

图9为基带电路带内IIP3值，约为23.16 dBm。

4 结论

图7 基带输出直流分量(截图)

图8 直流偏移分量瞬态响应(截图)

图9 滤波器的带内IIP3值(截图)

本文设计了多模多频(DVB/DAB/CMMB)移动数字电视接收的可编程信道滤波器设计。其中，滤波器采用0.1 dB波纹的7阶切比雪夫(Chebyshev)I型低通结构，截止频率1.8/2.5/3/3.5/4 MHz可编程，在偏离截止频率1.25/4 MHz的频点上，分别实现26/57 dB衰减。多级直流负反馈环路用于抵消因版图和自混频引起的直流偏移。基于TSMC 0.13μm数字CMOS工艺，在2.5 V电源电压下进行了版图仿真实验。结果表明，可编程信道滤波器电路的带内IIP3达到23.16 dBm，功耗为30.5 mW。

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