基于基带信号包络的数字AGC设计与实现*

(中国科学院国家天文台，北京 100012)

1 引 言

在无线通信系统中，由于信道衰落、多径效应和接收机热噪声等因素影响[1]，信号强度变化范围较大，因而对接收机中的器件提出了更高精度和更大动态范围的要求。对扩频通信系统中的接收机而言，还存在着多用户干扰，这些干扰信号将加剧信号的变化，增加信号的动态范围。为了保证接收机输出信号强度和信号质量，需要对接收机功率进行自动增益控制(AGC)，使输出信号稳定在一个确定的线性动态范围内，这是一种提高接收机动态范围的有效方法。AGC分为射频(RF)端模拟控制和ADC前端数字控制两种形式，前者以提取接收机收到的模拟信号作为控制参数，后者提取ADC后端的数字信号作为控制参数，经过一定的算法处理得到实际的控制信号。对于扩频信号系统，由于实际接收信号远低于噪声信号，利用接收噪声信号电平或者ADC采样后的噪声电平作为AGC控制参数无法确定接收信号是否满足扩频信号捕获和跟踪对信噪比的要求，因此需要以满足最低捕获门限要求的信号作为AGC控制信号的参考依据。本文设计出利用扩频信号码相关处理后的包络信号作为AGC信号，可以有效防止信号捕获过程中多普勒频移引起的失锁和误捕，实现大动态范围信号的自适应控制，并在应用电路里实现了基带信号的数字AGC控制，具有较大的信号动态范围和较好的捕获和跟踪能力。

2 基于基带信号包络功率的AGC控制设计

数字扩频基带通常采用数字中频进行带通无混叠采样。由于ADC的量化效应，当信号超过ADC的采样最大电平时，输出的波形将被限幅，ADC的动态范围定义为量化最大和最小功率电平的比值，经过计算得到ADC的动态范围为6 dB/bit[2]。因此，ADC的动态范围与它的量化位数有关，当接收机射频前端的动态范围超过ADC的动态范围，会造成信号中频采样的饱和失真，因此，通常需要得到AGC控制信号对射频放大器输入端进行增益控制，以满足信号ADC的动态范围需求。控制信号可以从后端的ADC输出采样信号提取，但这样的控制信号存在一些问题，对于扩频通信系统，由于实际接收信号远低于噪声信号，无法直接获得实际信号测量值。从ADC采样后直接提取测量控制信号，对于数字基带，本质上和从模拟端采样一样，而且加入了量化噪声。由于测量信号由信号加量化噪声和热噪声再加多用户干扰构成，必然变化剧烈，窄带滤波后平滑时间过长，有可能不能满足对快衰落的跟踪，会造成信号部分溢出。因此，我们设计测量信号从解扩后的基带信号包络中提取，这时的信号由信号加热噪声组成，同时解扩处理基本消除了其它用户的扩频干扰影响。此时信号基本上反映的是信道的变化。基带包络检测信号设计原理如图1所示。

图1 包络检测信号设计原理图

利用匹配滤波器将本地码和信号的伪码进行同步，调整伪码相位和本地频率来实现信号的捕获。输入信号为中频采样，其数学表达式为

cos[ωIFt+φ(t)]+n(t)

(1)

式中，Ps为信号功率，C(t)为扩频码，D(t-τ)为数据流。本地载波发生器输出两路正交的本地载波和本地扩频码，调整本地扩频码相位和本地载波频率来实现信号捕获。假设本地扩频码与输入信号扩频码的相位差是零，可以得到本地载波频率的变化对积分器输出的影响。

(2)

(3)

(4)

下限值可以用ADC采样信号的门限值，也就是实现扩频信号捕获的门限值，通常设计最小包络检测值大于门限的20%左右[3]。

图2 扩频基带I-Q支路信号包络

3 扩频接收基带信号门限分析

扩频接收基带处理通常采用非相干延迟锁相环对扩频信号进行捕获和跟踪[4]，扩频码的同步捕获一般都需要将其相关峰值跟一个门限值进行比较，从而判定扩频码是否同步，因此可以用这个门限值作为当信噪比一定的条件下捕获信号的最小功率值。对于单个数据样本的门限值，如果A/D采样率为fs,对每一个样本的虚警概率为Pfas，那么，在没有信号时，接收机产生一次虚警所需要的平均时间为

(5)

若假定噪声的概率密度函数P(x)是高斯型，在基带I、Q两路的噪声是统计独立的条件下，包络的概率密度为P(x)P(y)，总的概率密度为

(6)

虚警概率可表示为

(7)

式中，r1是门限值，假设虚警概率为条件已知，可求得门限值与中频采样噪声方差的关系[5]：

r1=σ(-2ln(Pfas))1/2

(8)

式中，σ为噪声方差，包括量化噪声的大小。这里所求的门限值是单采样值，通常基带的解扩采用一个符号周期作为积分积累时间，对噪声值进行不断的积累，因此可以求得N个样本数的门限值之和作为最终的判断门限。因此，从门限值可以得出在输入信号载噪比一定的条件下所输入的最小信号功率。对于扩频信号数字处理可以作为扩频信号捕获的门限值。当低于门限值时，扩频信号将无法完成捕获和跟踪，因此它是接收信号自动增益控制的参考门限。

4 仿真设计实验验证

从上述分析可以看出，利用扩频基带相关积分器输出包络信号已经可以判断捕获信号的准确性和信号跟踪时跟踪环路信号的稳定性，用它作为数字衰减器的输入控制信号，可以认定控制信号的有效性和可行性。根据上述基带数字AGC的控制原理,我们进行了试验验证，A/D选用ADI公司的8位AD9288，电压的峰峰值可以达到500 mV，数字衰减器采用Peregine半导体的PE4302数字衰减器，PE4302是32 dB衰减6位可编程衰减器，利用基带可以对芯片进行参数设置。基带数字AGC控制原理框图如图3所示。

图3 基带数字AGC控制原理框图

除了利用衰减器的30 dB左右的衰减，AD变换器还有30 dB左右的动态范围，因此整个链路可以实现60 dB左右的动态范围，能满足信号动态范围的要求。同时，由于链路的门限设计是以基带信号处理后可以捕获跟踪信号为依据的，因此可以保证在大的输入射频信号的动态范围快速完成基带信号处理。

5 结 论

本文利用基带信号包络功率作为数字AGC自适应控制信号，实现了扩频接收机RF信号大动态范围的信号控制。文中提出的基于扩频信号包络检测信号和解调门限的设计方法，可以保证在大的输入射频信号的动态范围基带扩频信号解调的有效性，克服了直接采样信号后提取控制信号的随意性。电路设计的实验验证了该方法可以实现较大的射频信号动态范围的控制。

参考文献：

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